D类音频功率放大器的研究与实现

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D类音频功率放大器的研究与实现

1 引 言

音频放大器已经快有一个世纪的历史了,最近几年,电子产品正在向薄型化、便携式迅速发展。音质好、电源效率高、发热少的D类放大器成为市场的需求。并且由于D类放大器的耗电低、发热少等诸多特点,越来越得到日益强调环保的市场的认同。同时,便携电子设备的工作时间一直是厂商全力追求的最重要的性能指标,新的无滤波器D类放大器在几瓦特的功率级别上正在取代原先固定的AB类器件。与体积庞大的传统线性放大器相比,使用D类放大器并不影响音频信号的音质却能够实现便携产品的小型化,因此市场对电子产品薄型化、便携式的需求趋势造就了传统放大器向数字放大器的转化。 简单地说,历史上出现过三代D类放大器设计:

第一代的范例是由托卡塔设计的TacTMillennium,证实了D类放大器的概念,但是该技术还不能提供足够的性能,这使第一代D类放大器向着实用性的方向发展。

第二代D类放大器把一个用于模拟源信号的PWM信号和一个集成的输出级以及片外滤波器组合在一起。这些放大器需要源选择,音量,平衡和音调控制等复杂的前端功能,而这些附加的功能增加了额外的复杂性。但是首先这代放大器变得价格可以承受,其次在低功耗性能上接近甚至超过了AB类放大器,从而获得了一定的应用。

第三代是最近一段时间,现有的D类数字放大器较以前的技术已有所改善,他们在音质、封装、性能、价格和核心技术方面都已取得重大改进。为了生成精确的音频,输入晶体管需要在动态范围的两端都能同样出色地工作,以帮助精确地实现准确的功率分配。通过采用一个简单但功能强大的内部控制逻辑系统改善音频输出,并额外增加一套输入晶体管,这些晶体管可以实现对音频信号输入的更精细的控制。最后还不能忽视新的架构技术。

2 D类放大器的基本结构

D类放大器的电路共分为三级:输入开关级、功率放大级及输出滤波级。

D类放大器工作在开关状态下可以采用脉宽调制(PWM)模式。利用PWM能将音频输入信号转换为高频开关信号。通过一个比较器将音频信号与高频三角波进行比较,当反相端电压高于同相端电压时,输出为低电平;当反相端电压低于同相端电压时,输出为高电平。

在D类放大器中,比较器的输出与功率放大电路相连,功放电路采用金属氧化物场效应管(MOSFET)替代双极型晶体管(BJT),这是因为:

(1)功率MOSFET是一种高输入阻抗、电压控制型器件,BJT则是一种低阻抗、电流控制型器件。

(2)从二者的驱动电路来看,功率MOSFET的驱动电路相对简单,BJT可能需要多达20%的额定集电极电流以保证饱和度,而MOSFET需要的驱动电流则小得多,而且通常可以直接由CMOS或者集电极开路TTL驱动电路驱动。

(3)MOSFET的开关速度比较迅速,他是一种多数载流子器件,没有电荷存储效应,能够以较高速度工作。

(4)MOSFET没有二次击穿失效机理,他在温度越高时往往耐力越强,发生热击穿的可能性越低。他还可以在较宽的温度范围内提供较好的性能。

(5)MOSFET具有并行工作能力,具有正的电阻温度系数。温度较高的器件往往把电流导向其他MOSFET,允许并行电路配置。而且,MOSFET的漏极和源极之间形成的寄生二极管可以充当箝位二极管,在电感性负载开关中特别有用。

场效应管有两种工作模式,即开关模式或线性模式。所谓开关模式,就是器件充当一个简单的开关,在开与关两个状态之间切换。线性工作模式是指器件工作在某个特性曲线中的线性部分,但也未必如此。此处的"线性"是指MOSFET保持连续性的工作状态,此时漏电流是所施加在栅极和源极之间电压的函数。他的线性工作模式与开关工作模式之间的区别是,在开关电路中,MOSFET的漏电流是由外部元件确定的,而在线性电路设计中却并非如此。D类放大器需要两只MOSFET,他们在非常短的时间内可完全工作在导通或截止状态下。当一只MOSFET完全导通时,其管压降很低;而当MOSFET完全截止时,通过管子的电流为零。两只MOSFET交替工作在导通和截止状态的开关速度非常快,因而效率极高,产生的热量很低,所以D类放大器不需要散热器。

3脉宽调制(PWM)

采样控制理论中有一个重要结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。PWM控制技术就是以该结论为理论基础,对半导体开关器件的导通和关断进行控制,使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲,用这些脉冲来代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制,既可改变逆变电路输出电压的大小,也可改变输出频率。 D类数字音频功率放大器与上述各类模拟功放的最大区别是不以线性放大音频信号为基础,而是以放大数字信号为原理的一种数字信号放大技术。D类数字功放首先把模拟音频信号变换为脉冲宽度调制(PWM)信号,如图1所示。

在PWM转换中,以44.1 kHz或48 kHz的取样频率和8 b或16 b的量化率(即模拟信号振幅值的读出刻度)进行A/D(模拟/数字)变换,然后再把PWM数字信号进行高效率放大(D类放大)。由于音频信号的信息全部包含在脉冲的宽度变化中,与脉冲的幅度变化无关,因此,只要采用截止频率为30~40 kHz的低通虑波器就可把模拟音频信号解调出来。图2是D类数字功放的原理图,为每个数字声源直接输出的PCM信号输入,机内还设置有一个PCM/PWM两种脉冲编码的转换装置。

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为适应CD光碟等数字声源直接输出的脉冲编码调制(PCM)数字信号输入,数字功放内设有一个PCM转换为PWM的调制转换装置。D类数字功放的电源利用率可达80%以上,他的延时(相移)约为模拟功放的1/6,但是解调出来的音频信号交越失真较大。

4 D类放大器的电路设计

4.1 D类放大器的组成

D类放大器的架构有对称与非对称两大类,在此讨论的D类功放针对的是对功率、体积都非常敏感的便携式应用,因此采用全电桥的对称型放大器,以充分利用其单一电源、系统小型化的特点。D类放大器一般由积分器、PWM电路、开关功放电路及输出滤波器组成,原理框图如图3所示。

他采用了由比较器和三角波发生器组成的固定频率的PWM电路,用输入的音频信号幅度对三角波进行调制,得到占空比随音频输入信号幅度变化的方波,并以相反的相位驱动上下桥臂的功率管,使功率管一个导通时另一个截止,再经输出滤波器将方波转变为音频信号,推动扬声器发声。采用全桥的D类放大器可以实现平衡输出,易于改善放大器的输出滤波特性,并可减少干扰。全桥电路负载上的电压峰峰值接近电源电压的2倍,可采用单电源供电。实现时,通常采取2路输出脉冲相位相反的方法。其输出电压是叠加变大的,经过低通滤波器后,仍存在较大的负载电流,特别当滤波器设计不好时,流过负载的电流就会更大,从而导致负载损耗大,降低放大器效率。

4.2 改进型D类功率放大器电路设计

4.2.1 脉宽调制电路(PWM)设计

H全桥电路如图4所示。

采取改进的PWM调制方案:零信号输入时2路输出的PWM同相,负载上的电压为0,当输入信号为正时,第一路输出脉冲的占空比大于50%,另一路输出脉冲的占空比小于50%,当输入信号为负时,第一路输出脉冲的占空比小于50%,另一路输出脉冲的占空比大于50%。

当一路信号确定时,改进PWM方案的第二路输出与传统PWM方案的第二路输出相差了半个周期。采用这种PWM方法能够抑制零信号输入时的静态损耗,从而有利于放大器效率的提高。

4.2.2 改进全桥PWM方案的模拟实现方法

采用改进PWM方案的全桥D类功率放大器结构中,PWM控制器是以音频信号为基准信号,对高频(300 kHz)的三角波进行调制,得到脉冲宽度随音频幅度变化的脉冲信号。比较器可采用高速比较器实现,其反相输入端接高频三角波,同相输入端则分别接输入电压放大器输出的相位相反的音频信号。当输入音频信号电压为0时,输出两路占空比为50%的脉冲波;输入信号电压为正时,一路输出为占空比大于50%的脉冲波,另一路输出为占空比小于50%的脉冲波;输入信号电压为负时,情况则相反。该方案在全国大学生电子设计竞赛高效率音频功率放大器的设计中得到了很好的应用。实践表明,该系统性能优良,并降低了对滤波器性能的要求。

4.2.3 改进全桥PWM方案的数字实现方法

采用基于CPLD的数字方法来实现改进的全桥PWM方案,其PWM变换器结构框图如图5所示。

当输入不同的脉宽数据D8~D0时,变换器输出不同脉宽的PWM1和PWM2信号。时钟信号经512进制计数器得到进位脉冲C0和Cy2(延时C0半个周期),用以决定PWM信号的频率,其上升沿将D触发器Q端置1;512进制计数器的数值从0开始不断递加,当计数值与输入脉宽寄数值相等时,比较器输出一个负脉冲,将触发器C清0。这样实现了与输入脉宽数据相对应的PWM信号的输出。在电路的实现中,可利用2路PWM输出存在的规律性,以减少所需的电路资源。将9 b数值比较器拆分成8 b比较器和1 b比较器,这样2路PWM输出可共用8 b比较器,只是高位比较器的比较量不同,因为PWM2的清0时刻比PWM1的清0滞后了半个周期。

5 结 语

D类放大器是目前音频播放器的非常有前途的发展方向,他更好地适应了便携式电子音频设备对功率放大器的高效率,低失真的的发展要求。

本设计采用全桥改进PWM方案实现的D类放大器具有效率高、降低滤波器要求等特点。采用CPLD实现改进的全桥PWM方案,并结合DSP实现串并转换、数字插值和噪声整形等处理,可实现高保真的音频放大器,设计的数字功率放大器可对数字音源输出的音频信号进行直接放大,为数字音源和功率放大的整合提供了完整的解决方案。

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